应急储能设备用kb122000凤凰蓄电池12v200ah长时续航
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  传统列车牵引交传播动系统包括牵引变压器、四象限三电平脉冲整流器、中间直流环节、三相三电平牵引逆变器、交流电动机等，从传统列车牵引交传播动系统运转图，能够看到，功率因数只55%左右，时速200公里时才到达80%，此时效率才接近90%，存在以下严重问题：1) 牵引变流器（四象限三电平脉冲整流器、三相三电平牵引逆变器）均采用pwm控制技术，产生激烈emi*。2) 列车牵引、制动回馈两种电能传送共用同一通道，牵引和回馈都得不到最佳设计。3) 输出电压不是正弦波。4) pwm脉宽调制带来的emi*，所产生的附加损耗，进而转化为热能，加速电机动机绝缘构造的热老化，以至产生电晕；同时增加了电动机损耗和温升，降低了电动机的效率和功率因数，会产生轴承电流，对轴承滚道产生电腐蚀，损伤轴承。5) 输出电压中包含的谐波重量，在牵引电动机产生附加的铜损和铁损，还会产生附加损耗、附加脉动转矩、寄生振荡转矩、电磁噪声等。4．2.微功耗列车牵引交传播动系统[18]图25是微功耗列车牵引交传播动系统的原理框图，本系统以整流升压器、微分逆变器取代传统列车牵引交传播动系统中的四象限三电平脉冲整流器、三相三电平牵引逆变器，同时取消了中间直流环节，本系统最突出的特性是：只需把输入功率中极小部份停止传统功率变换，就能够得到全部输出功率，即输入功率中极大部份既不用停止实践的功率变换，也不用经过磁芯变压器或电感传送功率，直接抵达输出端，变换效率接近100%，微功耗由此实至名归。微功耗列车牵引交传播动系统免除pwm变换技术，不产生emi*，克制了因高次谐波对牵引电动机产生的一切缺陷；同时对制动回馈采用与主回路完整相同的独立电能传送通道，克制了因通道复用产生的一切缺陷。4．3.整流升压器[16][19]图26是三相不控整流电路，三相电压v1、v2、v3接成星形，负载电阻r1上输出直流电压vd。图26中间是三相整流电路不接滤波电容时的输入电流、电压仿真波形，图26中间上图是整流电压vd的仿真波形，下图是三相输入电流的仿真波形，由于负载是纯电阻，三相输入电流波形和电压波形完整同相。当接上滤波电容c1以后，三相输入电流、电压波形如图26右图，电流波形变成尖峰脉冲，完整不是正弦波，阐明容性电路功率因数低。图27电路是整流升压器实践电路，主电路由q1、l1、d1、d2、c3、c4等组成，三相不控整流的输出电压vd与电容c4并联，q1的栅极接控制芯片uc1825的驱动信号out_b脚，当q1饱和导通时，整流电压vd经过q1对电感l1放电，l1中电流线性增加并贮能，当q1关断时，l1中电流不能中缀，经过d2对电容c3充电，c3上的电压vc与c4上的电压vd串联，串联电压由电阻r1、r4分压、检测、反应，用以控制、坚持电压vc、vd之和的稳定，此电压经过二极管d1输出vo。整流升压器实践上是一个电压补偿电路[18]，补偿电压是c3上的电压vc，补偿的对象是c4上的不控整流电压vd，vd原本是整流后的动摇电压，经过升压器补偿成直线电压，如此补偿的结果，使得与输入三相电压一切幅值相对应的一切时辰，都能够对输出电容c5充电，亦即与输入三相电压一切幅值相对应的一切时辰，都有电流流出。这样补偿的意义在于，输入电流与输入电压完整同步，整流稳压器实践上自动对输入三相电压停止了功率因数校正。图27右边的上图是输入电压的仿真波形，下图是输入电流的仿真波形，能够看出，输入电流、输入电压完整同步，与图27中间不控整流时，接纯电阻负载的仿真波形完整一样，对照两种仿真波形能够得出结论，整流升压器停止功率校正的效果与不控整流接纯电阻负载时相同，功率因数为1，而总谐波畸变thd为零。传统功率因数校正，必需把输入功率全部变换成方波电压，并且全部输入功率必需经过电感传送才干抵达输出端，功率变换和电感传送功率，都是有功率损耗的。整流升压器完整不同，只是在整流输出电压vd上叠加一个补偿电压vc，假定直流输出电压vo为1，整流电压vd在0到pi区间为sinx，则补偿电压为（1-sinx），可见补偿电压vc只占输出电压的极小部份，只要这极小部份的输入功率才需求电感l1传送而抵达输出端，绝大部份输入功率，即整个整流后的动摇电压vd不用停止任何功率变换，也不用经过电感l1传送，直接抵达输出端，这一绝大部份输入功率的变换效率可视为100%，因而，整流升压器整机功率损耗只要极小部份补偿电压vc上的功率损耗，因而折算整机效率接近100%。4．4.微分逆变器[12]图28是一个直流逆变器的原理电路，v1、v3是正负对称直流电压，分别加在q1、q2的漏极，栅极和地之间同时接幅值为318v的正弦波电压v2，r1、c1接在共同源极。v2的正半周，q1导通，直流电压v1加在负载电阻r1上，由于源极电压跟踪栅极电位，所以在电阻r1上产生幅值约为308v（v2幅值减去一个栅源电压vgs）的正半周馒头波电压，v2的负半周，q2导通，直流电压v3加在负载电阻r1上，由于源极电压跟踪栅极电位，所以在电阻r1上产生幅值约为308v（v2幅值减去一个栅源电压vgs）的负半周馒头波电压，一个周期完毕，在负载电阻r1上得到一个周期的正弦波输出电压vsin。图28右边是输出电压vsin的仿真波形，能够看到，输出电压的频率、相位、幅值只和栅极所加控制信号有关，q1、q2组成的电路，正是电压切割电路[7][8]，q1、q2栅极控制信号像一把刀，从漏极电压切下来一块，这一块的外形与栅极所加信号波形完整相同。 凤凰蓄电池应用领域 1.多用途的 2. 不间断电源 3. 电子能源系统 4. 紧急备用电源 5. 紧急灯 6. 铁路信号 7. 航空信号 8. 安防系统 9. 电子器械与装备 10.通话系统电源 11.直流电源 12.自动控制系统  凤凰蓄电池规格； kb1270 12v 7ah 152 66 95 2.55 kb12240-1 12v 24ah 166 125 175 9 kb12400 12v 40ah 197 166 171 15 kb12650 12v 65ah 320 170 174 23.5 kb121000 12v 100ah 330 170 221 31.5 kb122000 12v 200ah 520 240 220 70 kb22000 2v 200ah 173 110 355 15 kb24000 2v 400ah 211 175 355 28 kb26000 2v 600ah 301 175 355 42 kb210000 2v 1000ah 477       凤凰蓄电池应用领域与分类：◆　免维护无须补液；　　　　　　　　　　● ups不间断电源；◆　内阻小，大电流放电性能好；　　　　　● 消防备用电源；◆　适应温度广；　　　　　　　　　　　　● 安全防护报警系统；◆　自放电小；　　　　　　　　　　　　　● 应急照明系统；◆　使用寿命长；　　　　　　　　　　　　● 电力，邮电通信系统；◆　荷电出厂，使用方便；　　　　　　　　● 电子仪器仪表；◆　安全防爆；　　　　　　　　　　　　　● 电动工具,电动玩具；◆　独特配方，深放电恢复性能好；　　　　● 便携式电子设备；◆　无游离电解液，侧倒仍能使用；　　　　● 摄影器材；凤凰蓄电池贮存电池在贮存和运输过程中温度偏高或通风不良会导致自放电增大，因此应保持电池通风良好，并使电池远离明火、火花、热源等。当保存电池时，应将电池从充电器和负载上取下并尽可能保存在干燥、阴凉环境中。电池保存期间，请按表二要求定期对电池进行补充充电。蓄电池使用环境推荐环境温度范围：充电0～+40℃，放电-20～+55℃，储存-15～+50℃；附近无明火、火花、热源等；避开热源和阳光直射的场所；避开潮湿、可能浸水场所；避开完全密闭场所。.   随着电力电子装置的广泛应用，大量低功率因数的二极管不控整流和晶闸管相控整流设备仅能实现能量的单向输送，对电网的谐波污染严重。可逆pwm整流器不仅具有能量可双向传输、网侧电流正弦及达到单位功率因数等特点，还解决了传统整流装置中存在的诸多问题，近年来越来越受到关注，具有广阔的应用前景。在中高压大功率的应用场合，三电平pwm整流器应用较为广泛，它的功率因数达到1，具有两电平所不可比拟的优点。但是由于pwm整流器、负载及传感器的非线性影响，整流器向电网注入谐波电流，导致功率损耗和电磁辐射的增加，并有可能发生谐振现象。以空间矢量方法为基础，建立基于虚拟磁链的直接功率控制系统，对于优化三电平pwm整流器控制系统结构，减少传感器数量，实现主电路与控制电路的隔离，抑制整流器对电网的谐波*，改善功率因数、提高可靠性和减少控制系统成本等均具有重要意义。然而，目前此类研究均着眼于两电平拓扑。此外，由于无网侧电压传感器，整流器启动过程中存在过大的电流冲击。基于该背景，为将虚拟磁链技术应用于三电平拓扑场合，并抑制系统启动过程中的浪涌电流冲击，本文从三电平pwm整流器数学模型出发，推导出了虚拟磁链在三电平pwm整流器控制中的应用方法，并进行了直接功率控制策略仿真分析。2、虚拟电网磁链的引入 二极管箝位三电平pwm整流器拓扑如图1所示。按照可能的开关状态，引入三电平整流桥三相桥臂的开关函数sip、sin（i=a,b,c）为：若s1i,s2i开通，s3i,s4i关断，则sip=1,sio=0,sin=0；若s2i,s3i开通，s1i,,s4i关断，则sip=0,sio=1,sin=0；若s3i,s4i开通，s1i,s2i关断，则sip=0,sio=0,sin=1。对于图1所示的三电平pwm整流器来讲，在两相静止坐标系αβ下，由其数学模型容易得到：显然，最直接实现无网侧电压传感器的方法就是通过式（1）计算得到网侧电压e。然而，由于计算式中包含电流的微分项，在实现时极易引入噪声。要得到较为稳定的控制性能，需要相对较大的电抗器抑制电流的快速变化和高速的a/d和mcu以尽可能提高采样频率，实现起来比较困难，特别是在大容量系统中。为解决这一问题，文献[4]提出了虚拟磁链（virtualflux）的概念并将其成功运用于两电平pwm整流器的直接功率控制中，本文将其拓展到三电平拓扑中。如图1所示，将电网和电抗器一起视为一个虚拟的交流电机。网侧电压ea、eb、ec等效为虚拟电机定子绕组的反电势，网侧电抗器中的等效电感ls和等效电阻rs分别代表定子漏感和定子电阻。由此，在αβ坐标系下，可求得此电机的虚拟气隙磁链如： 对于三电平pwm整流器，其交流侧电压v可以通过两个直流母线电容电压vdc1和vdc2以及三相桥臂开关状态计算得到： 通过式（5）可以得到v，然后由式（4），即可在无网侧电压传感器的情况下求得虚拟磁链ψ。虚拟磁链计算式（4）中没有微分项，而且对电压的积分运算还可以滤除高频扰动；此外，由于磁链是连续量，相对于桥臂交流侧pwm形式的电压，更适合作为反馈量参与控制。因此，对于三电平pwm整流器直接功率控制策略，引入虚拟磁链不仅能实现无网侧电压传感器，而且对网侧电压的扰动具有一定的抑制作用。3、虚拟磁链直接功率控制 在三电平的pwm整流器的直接功率控制中，通常网侧电压不仅仅用于定位，而且要用来计算有功和无功功率。省去推导过程，有因此，应用虚拟磁链同样可以完成无网侧电压传感器直接功率控制控制。图2给出了基于虚拟磁链的三电平pwm整流器直接功率控制框图。同样，通过采样网侧电流ia、ib以及整流桥电容电压vdc1、vdc2，由式（4）观测虚拟磁链。根据磁链和检测的电流计算得到网侧电压矢量所在扇区θn以及系统的瞬时有功p和无功q。外电压环得到有功功率的参考量p*，无功的参考量q*在单位功率因数下设为零。有功、无功以及中点电位的误差经过滞环比较器分别量化为开关信号sp、sq以及sn，共同查表得到三电平pwm整流桥三相桥臂的开关信号sa、sb、sc，控制整流桥工作。4、仿真研究 本文对三电平pwm整流器虚拟磁链直接功率控制策略进行了仿真，仿真所用参数如表1所示。图3给出了仿真结果。其中，图3（a）为网侧相电压（ea）、电流（ia）仿真波形，在0.15s时负载突然由半载加到满载，在0.25s时电路工作在能量回馈模式。可以看出：电压电流相位一致，经计算功率因数在0.99以上。图3（b）给出了满载情况下，网侧电流波形频谱。可以看出，总谐波畸变率约为3.86%。图3（c）给出了直流母线电压（vdc）波形。可以看出：在突加负载情况时，会引起母线电压的跌落（18v）。仿真结果表明：采用本文所提出的vf-dpc控制策略，能够实现三电平pwm整流器的单位功率因数控制，网侧电流为正弦波。从母线电压波形可以看出，直流环节的动态比较快，负载从半载到满载的突变引起母线电压的跌落约18v左右，比较小。显然，与传统的dpc控制相比，采用vf-dpc策略的三电平pwm整流器动态响应得到一定程度的提高。